用于動應變測量的對稱恒流激勵技術

道格拉斯 R. 費爾茲(Douglas R. Firth)    阿倫R. 扎爾利(Alan R. Szary)

Precision Filters, Inc.  美國紐約州伊薩卡市   電話：+1(607) 277-3550   郵箱：sales

摘要

對稱恒流激勵技術采用一對匹配的恒流源來激勵單個工作應變片。 這項技術增強了測量電路抗靜電噪聲干擾的能力， 它可以應用于只要求兩線連接到傳感器的動態應變測量。本文闡述了對稱恒流激勵技術的特點，并與傳統的惠斯通電橋和單端恒流激勵技術進行了比較。本文還提出一種監測傳感器健康和電纜連接狀態的方法。

1.引論

       根據所需的AC/DC測量精度，應變測量有多種布線和連接方案，從簡單的兩線連接，到十一線連接。在旋轉機械和低質量、低慣量的測試環境下進行應變測量時，通常要求導線連接越少越好；在大型測試系統中，減少導線就意味著節約布線成本；另外，在有的試驗中，線纜需要通過滑環連接到試驗件上，導線數量也會受到限制。在這種情況下，有一種專門的應變測量方式就是使用單個工作片（只針對 AC耦合）完成動態應變測量。

1.1.      惠斯通電橋

惠斯通電橋是應變測量的方法。

圖1示意了用于單應變片動應變測量的兩線惠斯通電橋的連接方式。其零漂主要是由應變片延伸導線的電阻 R_EXT 引起，這可以通過AC耦合差分放大器消除，對動態應變測量不是干擾因素。 測量靈敏度定義為電路輸出電壓的變化與應變片電阻變化的比值。由延伸導線電阻R_EXT引起的測量靈敏度誤差是兩線惠斯通電橋連接方式的更為棘手的問題。常用的連接和焊接的延伸導線電阻的范圍，從AGW18的0.006?/ft (0.01968?/m)，到高溫測量（例如在噴氣式渦輪發動機試驗的嚴酷條件下）的高達 10?/ft(32.808?/m)不等。設定ΔR為應變片的電阻變化，ΔE為對應的每單位激勵的電橋輸出，這樣測量的靈敏度定義為：

歸一化測量靈敏度 = (??E/??R|R_EXT≠0)/(??E/??R|R_EXT=0)   (1)

圖2顯示的是 100?應變片與單臂惠斯通電橋連接方式下，電橋的歸一化測量靈敏度相對于導線電阻 R_EXT 的變化曲線。測量靈敏度隨著導線電阻的增加而減小。如果導線電阻已知，靈敏度的下降可以用增加放大倍數或后處理修正方法進行補償。如果引線電阻未知或隨著溫度漂移變化，則會引起明顯的測量失真。

在動態應變測量應用中，惠斯通電橋方法還有另一個明顯的缺陷。如圖1所示，信號調理的差分放大器的輸入連接點一個是來自外部應變片，另一個是內部參考點。很明顯，外部連接電纜的靜電和電磁耦合噪聲與內部參考點的耦合噪聲不相當，因此不能通過差分放大器的共模抑制比(Common Mode Rejection,簡稱 CMR) 消除。這種拓撲結構本質上是不對稱的，實際上表現為單端輸入放大器，所有耦合的噪聲轉換成了差模干擾信號。在噪聲很大的環境中，這種干擾是輸入噪聲的主要成分，嚴重降低輸入信號的信噪比(Signal to Noise Ratio, 簡稱SNR)。

1.2.      單端恒流激勵

針對使用單個應變片的動態應變測量，另一種更適宜的測試方法是單端恒流激勵技術 (參見圖3)。

這種方法使用了一個單端恒流源來激勵應變片。因為通過應變片的電流是保持恒定的，應變片的電阻波動被直接轉換成電壓波動，不需要平衡或補償電阻。應變片電壓檢測線（SENSE+/SENSE-） 盡管在精確的DC 測量時十分有效，動態應變測量并不需要考慮，因為延伸導線引起的電壓下降不影響對應變片的激勵，因此不影響AC應變測量的靈敏度。正如圖2中虛線所示，恒流激勵技術的測量靈敏度不受導線電阻的影響。與惠斯通電橋技術不同的是，即使在橋路應變片電阻變化很大的情況下，恒流激勵也可以提供固有的線性響應。當只需要動態AC數據時，激勵線以AC耦合方式連接到差分放大器，形成一個簡單的測量靈敏度已知的兩線應變片連接。

選擇激勵電平量級的主要標準通常是應變片的功耗。通過簡單電路分析可以看出，在應變片功耗一定的情況下，與惠斯通電橋電路相比，恒流激勵技術可以提供兩倍的應變靈敏度。使用一個設計優良的信號調理器，就可以立即使整個電路的信噪比改善6dB。另外，由于惠斯通電橋相當于4個應變片，系統的功耗是恒流激勵電路的4倍。

和兩線惠斯通電橋拓撲結構一樣，單端恒流激勵電路也是非對稱的。輸入端的所有耦合噪聲被直接轉換成差模干擾信號，明顯降低了測量信噪比(SNR)。

1.3.      對稱恒流激勵

對稱恒流激勵技術使用一對匹配的電流源激勵應變片，并使用一個差分放大器測量應變片電壓，如圖4所示。

該技術除了具有單端恒流激勵測量技術的線性特征和靈敏度優點外，其對稱的拓撲結構具有其它的測量優點。從圖4可以看出，兩個差分放大器的連接端在物理空間和電氣兩方面相對作用于應變片和連接電纜的干擾噪聲源都是對稱的。如果適當注意電纜連接和布線，就可以使兩個對稱輸入端耦合噪聲幾乎相等，這樣耦合噪聲可以被差分放大器的共模抑制(CMR)功能地削減。對稱連接的其他優點還包括：提高應變片在故障條件下的容錯度，以及以零為中心的變化范圍，這就更好地利用了信號調理器通常使用的雙極電源設計。

2.        對稱恒流激勵

       圖5 展示的是 PFI(Precision Filters Inc.)公司設計的差分對稱恒流技術電路圖。它使用兩個匹配的電流源形成“推-拉"的結構，一個往應變片“灌入" 電流，另一個從應變片“拉出"電流。這兩個電流源匹配良好，浮地的應變片通過雙絞屏蔽電纜連接到輸入端，此電路在物理空間和電氣兩方面都是對稱的，因此提供了出色的抗干擾能力。另外，對于雙極電源的地，應變片的DC電壓是對稱的，與接地的單端電流源相比，對稱的拓撲結構具有兩倍的信號測量范圍。在四線模式下，信號電纜將應變片直接連到差分放大器的高阻抗輸入端。因為這些信號線中的電流很小，信號線阻抗導致的壓降也很小，電流激勵電纜中的壓降對測量值的影響可以忽略不計。測量動應變時，SW1可以設置為兩線方式，當輸入是 AC 耦合時，只放大動應變信號。由于輸入連接采用對稱差分輸入，用共模電壓驅動（如圖5所示）電纜屏蔽層將進一步提高差分放大器的共模抑制(CMR)能力。

     2.1 對稱恒流激勵的特性

與單端恒流激勵相比，對稱恒流激勵方法具有如下三個主要優點：(1)顯著地降低對靜電和電磁噪聲的敏感性；(2)對應變片的某些故障情況具有免疫力；(3)具有較寬的電流輸出范圍。

對于靜電耦合噪聲，由于輸入端是對稱的，有效降低了噪聲敏感性。通過差分放大器的共模抑制比(CMR) 可以有效地抑制出現在共模信號上由延伸導線帶來的耦合噪聲。圖4 中包含了一個簡單的靜電噪聲耦合模型，放大器通過雙絞屏蔽電纜連接工作片，非屏蔽電纜是噪聲E_N的載體 ，雙絞屏蔽電纜從非屏蔽電纜耦合噪聲。雙絞屏蔽電纜中的噪聲主要從屏蔽層之外的導線耦合進來。設 R_G 為應變片電阻，R_IN為信號調理器的輸入阻抗，假設靜電噪聲源E_N通過雜散耦合電容 C_NH 和 C_NL 耦合到一對輸入導線。另外假設 R_IN>>R_G， R_G 遠小于C_NH 或 C_NL的阻抗。

在對稱恒流輸入方式下，耦合噪聲 V_NB 相對于頻率 f (Hz)的關系為:

V_NB = πfR_G|C_NH–C_NL|E_N    (2)

對單端恒流激勵方式，耦合噪聲V_NS 為:

V_NS  = 2πfR_GC_NHE_N     (3)

     2.2 對稱恒流激勵的噪聲耦合測試結果

       為了測試靜電耦合模型，用一段長10 英尺（或3.05米）的雙絞延伸電纜連接到遠端一個1k? 的應變片上。雙絞延伸電纜緊貼一根無屏蔽的雙芯電纜（干擾電纜），從導管中穿過。干擾電纜中通入測試信號，用以描述噪聲耦合和頻率的關系。如圖7所示，單端連接（惠斯通電橋或恒流）的噪聲耦合每倍頻程增加6dB。測試結果說明電纜的耦合電容約為5pF/ft(或16.4pF/m )。惠斯通電橋的噪聲耦合有6dB的優勢。這是因為惠斯通電橋的阻抗是 500? 而不是 1k?。在所有測試頻率，對稱恒流連接將噪聲耦合削減了大約40dB，測試結果相當于電纜的耦合電容變為約1%。盡管這些測試結果的數據并不能直接應用于用戶的測試設置或環境條件，但這些數據卻驗證了靜電耦合模型，使我們能夠對幾種常見測試的耦合結果作出預測。表1列出了用于估計耦合電容的每單位長度電纜的電容近似值。

在第二項測試中，一根連接應變片的雙絞屏蔽線布置在一臺常規的電子機柜后方，緊鄰一臺19英寸SVGA電腦顯示器。應變信號調理器的通道增益被設置成1000，用以放大一個1mV的應變信號。

圖8清晰地顯示了在單端和對稱恒流電路中由電腦屏幕的水平掃描頻率造成的噪聲耦合情況。 我們能從圖表中看出對稱電路非常有效，它把噪聲耦合減少了34dB。

動態應變測量的一種典型故障是由損壞或疲勞引起的應變片一端短路。如果發生這一故障，這個通道的數據通常會丟失，其他通道的數據也會由于新產生的地回路的影響而失真。差分對稱恒流的拓撲確保從應變片返回的電流等于注入應變片的電流，消除了電流流向試件的可能性，即使應變片的一端與試件短路。應變片的一端與試件短路后，應變片的偏置點將偏移到單端連接的點，輸入電路不再對稱，但應變片仍然有適當的激勵和測量靈敏度，可以繼續工作。

對稱恒流的另一個優點是雙級性，應變中心電壓為零，測量范圍加倍。假設應變片的自發熱和功耗問題被適當關注并處理，增加應變片激勵是改善整個測量靈敏度的方法。增加激勵意味著增加電流源輸出范圍。然而由于單端電流源的單級特性，變化范圍通常受到限制(一般8V到10V)。雙級電流激勵允許信號在兩路電源之間擺動，使變化范圍翻倍。使用±15V電源，對稱連接方法可以輸送高達25mA的激勵電流給浮空的1k?應變片。

3.        傳感器健康和布線的驗證

隨著試件日趨昂貴，對試驗結果的要求日趨嚴格，現今的試驗方案通常包括大量的預試驗設置和儀器狀態確認步驟。有效的動應變預試驗檢查步驟應該包括：應變計電阻檢查，激勵電平檢查，電纜和連接件完整性檢查，測量系統增益和頻率響應檢查。通過有效設計信號調理器前端，可以全自動進行這些檢查。如圖5所示，一路AC測試電流可以被疊加到DC激勵電流（SW2閉合）上，儀器不挪位置，就能完成電纜電阻、應變計電阻和連接件完整性的動態校驗，即使在輸入端為AC耦合的情況下也是如此。如果AC測試電流的幅值和頻率是程控的，則可以對系統的增益和頻率響應進行校驗。另外，可以用任意波形發生器生成AC電流參考信號，模擬實際測試中遇到的復雜信號，以評估系統的響應。從測量系統的角度看，無法區分信號是由注入的AC測試電流還是被激勵的傳感器產生。通過激勵電流源線路上的精確的低漂移感知電阻(RSENSE)，可以測量實際流過應變片的激勵電流。激勵電流在“推"、“拉"兩條線路上被分別獨立監測，可以發現由激勵電流流向試件所產生的泄漏情況。應變片故障檢測器持續監測開路或短路狀態，并向用戶報警。

4.        總結

對稱恒流激勵技術是一種只采用兩線連接單工作片精確測量動應變的方法。與單端恒流激勵或使用遠端補償電阻的四分之一電橋結構相比，靜電耦合被有效抑制。即使在應變片和試驗件直接短路這樣特定的常見故障情況下，對稱恒流激勵電路也可以正常工作。與單端結構相比，對稱恒流激勵電路能夠提供更寬的電流源輸出范圍。最后，本文描述了一種通過向電流回路注入AC測試電流來檢測傳感器、電纜和系統頻率響應的技術。此AC激勵信號模擬了所需的信號，以評估系統對復雜信號的響應。

圖９和圖10展示了利用對稱恒流激勵技術開發的信號調理系統。這些信號調理系統由PFI公司 (Precision Filters Inc.) 開發, 提供了激勵、放大和抗混濾波等功能。其設計采用了這篇論文中介紹的所有對稱恒流激勵的特征和概念。

     鳴謝

在此作者希望對美國田納西州 塔拉霍馬市 阿諾德工程發展中心（AEDC）斯維德魯普公司的Bob Mahrenholz先生表示感謝，Mahrenholz先生引入了對稱恒流信號調理的概念。作者還要感謝 Don Chandler 先生和 Paul Constantini 先生對這里介紹的概念的貢獻。最后，我們還要感謝PFI公司的Don Hall 先生對本文的校對和制作的幫助。

    參考文獻

1.      Dally James W. and Riley William F., 1978, Experimental Stress Analysis, New York: McGraw-Hill

2.      Morrison Ralph, 1967, Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation, New York: John Wiley & Sons

3.      Ott Henry W., 1988, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, New York: John Wiley & Sons

4.      Rich Alan, “Shielding and Guarding", Analog Devices Inc., Analog Dialogue 17-1, 1983

5.      Rich Alan, “Understanding Interference Type Noise", Analog Devices Inc., Analog Dialogue 16-3, 1982

6.      Wright Charles, 1995, Applied Measurement Engineering, New Jersey: Prentice Hall

商標

1.      對稱恒流和BCC是Precision Filters Inc.的商標

2.      National Instruments, NI和CompactRIO是國家儀器公司的商標